三相電流型 PWM 整流器是一種能實現單位功率因數且能量雙向流動的綠色電能變換器，但在寬負載范圍變化情況下實現單位功率因數的能力卻有限。本文針對實現功率因數的能力，首先基于時域方法，分析了三相電流型 PWM 整流器實現單位功率因數的條件，得出實現單位功率因數時網側濾波器與直流側電流和調制比之間的關系。為拓寬單位功率因數工作范圍提供了依據。仿真結果驗證了文中分析的正確性。
1.引言
大功率高速電機廣泛應用于工業場合， 如風機、泵和壓縮機等。傳統的高速場合通常是由低轉速電機為基礎， 通過機械傳動裝置來實現高轉速輸出。目前，隨著開關器件容量和頻率的提高、以及高速電機的發展，已可直接驅動電機達到高速需求。 省去機械傳動裝置的電機驅動系統，具有體積小、重量輕、效率高、成本低和高可靠性等優點[1]。
電機驅動系統有電壓源型和電流源型兩種基本類型[7]。與電壓源型傳動系統相比，大功率電流源型傳動系統具有結構簡單、 很好的電機電樞電流波形、 四象限運行能力和可靠的故障保護能力等特點[5]。三相電流型 PWM 整流器(CSR)作為大功率電流源型傳動系統中的網側變換器， 它必須滿足電網對用電設備的要求， 主要是網側電流畸變率和輸入功率因數[4]。
對于網側電流畸變率問題，主要是由 PWM 調制方式、開關頻率以及網側濾波器 LC 的設計決定;而對于輸入功率因數則主要是由 CSR內在實現單位功率因數的能力和控制方法決定的。其中 LC 濾波器對網側電流諧波和功率因數有直接影響。文獻[2]對網側濾波器 LC 設計進行詳細的研究， 得出濾波器應對與開關頻率相關的諧波有很大衰減， 且應保證在電網基頻處不存在諧振現象。 而文獻[3]更進一步， 不僅分析電網本身諧波和直流側電流紋波對 LC 濾波器設計的影響，還詳細地給出LC 濾波器的設計流程。對于實現單位功率因數的能力，文獻[2]在 dq 坐標系下對其進行了分析，得出其對網側濾波器中電容值的限定。通常對于 CSR 的研究是建立在輸出電流恒定或變化范圍小的基礎上， 而對于對直流側電流寬范圍變動情況下的研究相對較少[9],[10]。
本文從時域角度深入討論了三相電流型PWM 整流器實現單位功率因數的工作原理，并且分析研究了網側濾波器參數與電路輸出特性之間的聯系， 并給出了相應的關系和設計要求。對于在實現單位功率因數的條件下，討論了直流側電流取值和調制比范圍的要求， 為提高直流側電流變化范圍提供參考依據。 仿真結果驗證了分析的正確性。
2. 三相電流型 PWM 整流器單位功率因數運行能力的分析
2.1 三相電流型 PWM 整流器的電路等效[6]
三相電流型 PWM 整流器電路如圖 1 所示。 該電路由網側濾波器LC、 開關網絡 (T1~T6)和直流側儲能電抗 Ldc組成。其中 Ea，Eb，Ec為三相輸入電源電壓;isa，isb，isc為網側電流;ipa，ipb，ipc為整流器交流側輸入電流;ica，icb，icc為三相交流濾波電容上的電流;Ra，Rb，Rc為電感的等值電阻與電源內阻之和;R 為電阻負載。其中 LC 濾波器的兩個基本作用：其是輔助整流器中的功率器件進行換相; 其二是 濾除進線電流諧波。 它的設計不僅決定輸入電流的諧波含量，還決定了輸入功率因數的大小。
對圖 1 進行分析， 可以將開關網絡進行等效，等效到交流側為受控電流源，而等效到直流側為受控電壓源，如下圖 2 所示。
為了便于對三相電流型 PWM 整流器進行分析，作出如下假設[2]：
(1) 三相電網電動勢平衡且其波形為純正弦;
(2) 三相交流濾波電感相等 La=Lb=Lc=L;
(3) 交流、 直流側濾波電感均為線性的，且不考慮飽和;
(4) 忽略開關網絡中的開關損耗折合到負載電阻 R 上。根據以上假設可以得出三相電流型 PWM整流器的電網中性點n和濾波器C網絡的中性點 N 為等電勢點。即可得出三相電流型 PWM整流器中一相的等效電路圖如圖 3 所示(以 a相為例) 。
3.實現單位功率因數的條件
根據上述對直流側電流值 Idc和調制比 m與網側濾波器 LC 參數之間關系的分析，通過對最小有功分量以及最小無功分量的限定， 可得出當 Isa2的落點處于 RA 區域( ABC )時，則可以表明此時設計的參數以及直流側的取值能使 CSR 運行于單位功率因數，即表明此時 CSR 交直流側的參數取值是合理。 因此 RA區域可稱為“單位功率因數區域” 。其區域如圖 8 所示。
對于一定的 wn而言，盡可能大的 C 取值將有助于抑制三相電流型PWM整流器交流側的電壓諧波; 另外當 C 取值增大時， 濾波器阻尼比 ξ 也增加，這將有助于抑制三相電流型PWM 整流器網側電流的振蕩[2]。 但是從式 (4)和圖 8 中可以看出，電容 C 取值越小，則 α越小， 因此直流側電流值和調制比要求的范圍越寬。 所以對于電容值的選取依據是在滿足諧波要求的情況下，選擇取較小的電容值，以期在寬的直流電流變化范圍內都能實現單位功率因數。
4.仿真結果分析
為了驗證所討論內容的正確性，Matlab/simulink 下對負載大小和調制比變化進行了系統仿真實驗。 其中開關網絡由理想開關和二極管組成，主電路參數如下：電源相電壓有效值為 220V;電網頻率 f=50Hz;交流側電感 L=0.7mH;電容 C=10uF;直流側電流Ldc=27mH;開關頻率 fs=10kHz;負載電阻為4Ω，控制方式采樣間接電流控制策略。建立仿真模型，得出其仿真波形。 當輸出電流給定為 50A，調制比為 0.35 時的輸入電流與電壓仿真波形如圖 9 所示， 當輸出電流給定為 10A，調制比為 0.027 時的波形如圖 10所示。
LC 參數確定后，不同的輸出電流給定對實現單位功率因數有很大影響。圖 10 可以看出，輸出電流和調制比都很小時， 輸入電壓與輸入電源之間明顯存在相位差。 驗證上述分析的正確性。本文還對不同的濾波器參數進行了仿真，當電容分別為 10uF 和 100uF 時，其仿真數據結果如表 1 所示。
對上表中數據進行分析，得出如下圖 11所示的曲線圖，可以明顯看出電容值取得越大，在實現單位功率因數條件下，對調制比與直流側電流值乘積(m*Idc)的范圍越窄。可見交流側參數的選取對實現單位功率因數的能力有很大影響。 仿真結果驗證了理論分析的正確性。
5.結論
對于網側 LC 濾波器的設計，不僅要考慮對與開關頻率相關的高次諧波有很大衰減以及在基頻處不存在諧振現象， 而且還要保證三相電源型PWM整流器的有較寬的單位功率因數區域。為獲得較大的單位功率因數區域，需要綜合考慮負載類型及大小、PWM 波的調制比以及功率大小與 LC 濾波器的之間的關系，通過優化設計 LC 濾波器的參數和調制比的變化范圍， 以獲得在較寬的輸出電流或功率等級范圍內仍能能力實現單位功率因數。
參考文獻
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